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??近期學(xué)習(xí)了 PCIe 均衡相關(guān)東西，查閱了不計(jì)其數(shù)的文檔。得閑，整理一下，供個(gè)人隨時(shí)查閱，亦供他人參考。PCIe 均衡系列文章分為 3 篇：
- PCIe 均衡技術(shù)介紹（概要） ，簡(jiǎn)單介紹均衡的概念、信號(hào)補(bǔ)償技術(shù)及均衡系數(shù)協(xié)商的過程，初步了解 PCIe 均衡可閱讀此篇。
- PCIe 均衡技術(shù)介紹（電氣物理篇） ，從電氣物理層面介紹均衡器相關(guān)技術(shù)細(xì)節(jié)及均衡參數(shù)測(cè)量評(píng)估方法，想要深究 PCIe 均衡底層原理可閱讀此篇。
- PCIe 均衡技術(shù)介紹（邏輯物理篇），從邏輯物理層面介紹均衡系數(shù)協(xié)商的過程及均衡相關(guān)的各項(xiàng)協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)，想要深入學(xué)習(xí) PCIe 均衡系數(shù)協(xié)商過程可參考此篇。
??本系列已包含 PCIe 2.5 GT/s、5 GT/s、8 GT/s、16 GT/s、32 GT/s 相關(guān)均衡介紹，尚未整理 64 GT/s 相關(guān)均衡的介紹，也未整理接收端壓力眼圖測(cè)試部分。整理者技術(shù)水平及在本文上的精力投入有限，本文可想而知存在諸多紕漏，望讀者朋友們看到后能夠指出，感謝！
??點(diǎn)擊獲取完整 pdf 文檔 ?? https://mp.weixin.qq.com/s/8RmTb-gsLntUllteeKE6-g
??如前文所說(shuō)，信號(hào)補(bǔ)償?shù)奈恢每梢晕挥诎l(fā)送端、傳輸鏈路及接收端。對(duì)于 PCIe IP 設(shè)計(jì)者而言，更關(guān)注發(fā)送端及接收端均衡。我們并不想過多依賴于板級(jí)的均衡電路設(shè)計(jì)，我們自己在發(fā)送端及接收端 PCIe 內(nèi)部就把均衡做好。
??如前面所說(shuō)，為了對(duì)抗高頻信號(hào)的衰減和干擾，各種方法如去加重（De-emphasis）和Pre-shoot 技術(shù)，以及各種 EQ 被引入傳輸協(xié)議。去加重（De-emphasis）和 Pre-shoot 是為了對(duì)抗碼間干擾的。
??發(fā)送端均衡采用前向反饋均衡器（Feed forward Equalizer，F(xiàn)FE），可分為預(yù)加重和去加重，兩者方法類似。
??PCIe 高速串行信號(hào)經(jīng)信道從發(fā)送端傳輸?shù)浇邮斩撕?，其高頻分量比低頻分量衰減要大，而高頻分量主要集中在信號(hào)的上升沿及下降沿。為了補(bǔ)償這種高頻衰減，在信號(hào)發(fā)送的時(shí)候，有意增強(qiáng)信號(hào)跳變沿的信號(hào)幅度，增高高頻分量，即信號(hào)預(yù)加重。
??由于預(yù)加重與去加重及其相似，且行業(yè)中大多采用去加重的發(fā)送端方案，此處不做過多介紹，詳情可參考去加重。
??相比于預(yù)加重的方案，去加重則是降低跳變沿之外的信號(hào)幅度，削弱低頻分量，同樣能夠達(dá)到目的。
??隨著傳輸速率的提升，碼間干擾越來(lái)越大。由于電容持續(xù)充電，當(dāng)一比特信號(hào)連續(xù)重復(fù)多次時(shí)，電壓越壘越高越接近目標(biāo)電平。當(dāng)下一比特需要切換極性時(shí)，很難在單個(gè) UI 內(nèi)降到指定電平，甚至切換后的信號(hào)電平仍處于切換前信號(hào)電平的判別區(qū)間，從而造成接收端誤判。
??對(duì)于信號(hào)中連續(xù)重復(fù)的比特流，從第 2 比特開始，降低發(fā)送信號(hào)的幅值及功率，可以提升信號(hào)質(zhì)量。采用去加重的方式，在提升信號(hào)質(zhì)量的同時(shí)，還能夠降低發(fā)送功率，有點(diǎn)反直覺。去加重可以看作是二抽頭的發(fā)送端均衡器，其規(guī)則如下：
??當(dāng)前發(fā)送出去的信號(hào)比特，經(jīng)信道傳輸?shù)竭_(dá)接收端后會(huì)被展寬，對(duì)相鄰信號(hào)比特造成影響。為了減少這種影響，8 GT/s 及以上速率時(shí)候，發(fā)送端采用一種三抽頭的有限脈沖響應(yīng)濾波器（Finite Impulse Response, FIR）作為發(fā)送信號(hào)均衡器，在發(fā)送當(dāng)前比特的時(shí)候就把 ISI 考慮進(jìn)去并進(jìn)行抑制。
??三抽頭 FIR 均衡器原理圖如圖 5 所示，該均衡器有三個(gè)輸入，分別為當(dāng)前發(fā)送比特、前一比特及后一比特，這三比特信號(hào)按照一定權(quán)重相加后作為輸出。表示為：
V
o
u
t
(
n
)
=
C
?
1
V
i
n
(
n
?
1
)
+
C
0
V
i
n
(
n
)
+
C
+
1
V
i
n
(
n
+
1
)
V_{out}(n)=C_{-1}V_{in}(n-1)+C_{0}V_{in}(n)+C_{+1}V_{in}(n+1)
Vout?(n)=C?1?Vin?(n?1)+C0?Vin?(n)+C+1?Vin?(n+1)
??其中，下一比特、當(dāng)前比特及前一比特的權(quán)重系數(shù) C-1、C0、C+1分別稱為 FIR 方程的 Pre-cursor、Cusor 及 Post-cursor 系數(shù)。Pre-cursor 又稱 Pre-shoot 系數(shù)，Post-cursor 又稱去加重系數(shù)。收發(fā)端在均衡過程中調(diào)整這三個(gè)系數(shù)的值，來(lái)獲得最佳傳輸性能。Pre-cursor、Cusor 及 Post-cursor 系數(shù)滿足如下規(guī)則：
∣
C
?
1
∣
+
∣
C
0
∣
+
∣
C
+
1
∣
=
1
,
C
?
1
≤
0
,
C
0
>
0
,
C
+
1
≤
0
|C_{-1}|+|C_{0}|+|C_{+1}|=1,\ \ C_{-1}\leq0,\ \ C_{0}>0,\ \ C_{+1}\leq0
∣C?1?∣+∣C0?∣+∣C+1?∣=1, C?1?≤0, C0?>0, C+1?≤0
??通常，三個(gè)參數(shù)只需指定 Pre-cursor 及 Post-cursor ，Cursor 可以根據(jù)上式計(jì)算得出。
??采用如上三抽頭均衡器對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行均衡前后效果圖如圖 6 所示。
??采用以上三抽頭 FIR 均衡器時(shí)，對(duì)于某比特信號(hào)而言，其前后兩比特有 4 種不同的組合形式，這也意味著該比特輸出電平有 4 種可能。如圖 7 所示。
??舉個(gè) Preset P8 的例子：當(dāng)前比特為 1 ，C+1=-0.2，C0=0.7，C-1=-0.1,
??根據(jù)以上四種電平，可計(jì)算出去加重、Pre-shoot及 Boost 幅度，表示為：
D
e
?
e
m
p
h
a
s
i
s
=
20
log
?
10
V
b
/
V
a
De-emphasis=20 \log_{10}{V_/V_{a}}
De?emphasis=20log10?Vb?/Va?
P
r
e
s
h
o
o
t
=
20
log
?
10
V
c
/
V
b
Preshoot=20 \log_{10}{V_{c}/V_}
Preshoot=20log10?Vc?/Vb?
B
o
o
s
t
=
20
log
?
10
V
d
/
V
b
Boost=20 \log_{10}{V_fbwnfa5u/V_}
Boost=20log10?Vd?/Vb?
??當(dāng)然，通過設(shè)置 C+1、C-1 為 0 可以關(guān)閉 De-emphasis 和 Pre-shoot ：若不考慮前一比特的影響，則設(shè)置 C+1為 0，則關(guān)閉了去加重；若不考慮后一比特的影響，則設(shè)置 C-1為 0，關(guān)閉 Pre-shoot。
??在設(shè)置這三個(gè)系數(shù)時(shí)要注意，Tx 輸出電壓 Vout(n) 應(yīng)控制在 Full-swing 電壓范圍內(nèi)，小于等于發(fā)送端可產(chǎn)生的最大電壓擺幅 FS（Full Swing），且大于等于發(fā)送端可產(chǎn)生的最低差分電壓 LF（Low Frequency）。
??對(duì)于 PCIe 而言，在均衡 Phase 1 階段 Tx 給對(duì)端發(fā)送帶有 FS 及 LF 的 EQ TS。TS 中的 FS 和 LF 字段有 6 bit，可選范圍為 0~63。在 Phase 2/3，收發(fā)端交換 6 bit 的 C-1、C0 及 C+1（TS 中 C-1、C+1 省略了負(fù)號(hào)）。在本小節(jié)以下的討論過程中，F(xiàn)S、LF、C-1、C0及 C+1 的都是指 TS 中相應(yīng)字段的值，其滿足如下約束：
??為實(shí)現(xiàn)粗粒度的 Tx EQ 參數(shù)控制，PCIe 協(xié)議定義了 11 組 FIR 均衡器 Preset 值，編號(hào)為 P0~P11。在收發(fā)端均衡之初交換 Preset 編號(hào)即交換了一組 FIR 均衡器的系數(shù)。各組 Preset 的編碼、Pre-shoot、De-emphasis、Pre/Post-cursor 、Tolerance 及各種電平比率如表 1 所示。
| Encoding | Preset # | Pre-shoot (dB) | De-emphasis (dB) | C-1 | C+1 | Va/Vd | Vb/Vd | Vc/Vd |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 0000b | P0 | 0.0 | -6.0 ± 1.5 dB | 0.000 | -0.250 | 1.000 | 0.500 | 0.500 |
| 0001b | P1 | 0.0 | -3.5 ± 1 dB | 0.000 | -0.167 | 1.000 | 0.668 | 0.668 |
| 0010b | P2 | 0.0 | -4.4 ± 1.5 dB | 0.000 | -0.200 | 1.000 | 0.600 | 0.600 |
| 0011b | P3 | 0.0 | -2.5±1dB | 0.000 | -0.125 | 1.000 | 0.750 | 0.750 |
| 0100b | P4 | 0.0 | 0.0 | 0.000 | 0.000 | 1.000 | 1.000 | 1.000 |
| 0101b | P5 | 1.9 ± 1 dB | 0.0 | -0.100 | 0.000 | 0.800 | 0.800 | 1.000 |
| 0110b | P6 | 2.5 ± 1 dB | 0.0 | -0.125 | 0.000 | 0.750 | 0.750 | 1.000 |
| 0111b | P7 | 3.5 ± 1 dB | -6.0 ± 1.5 dB | -0.100 | -0.200 | 0.800 | 0.400 | 0.600 |
| 1000b | P8 | 3.5 ± 1 dB | -3.5 ± 1 dB | -0.125 | -0.125 | 0.750 | 0.500 | 0.750 |
| 1001b | P9 | 3.5 ± 1 dB | 0.0 | -0.166 | 0.000 | 0.668 | 0.668 | 1.000 |
| 1010b | P10 | 0.0 | 不定 | 0.000 | 不定 | 1.000 | 不定 | 不定 |
| 1011b~1111b | Reserved |
??在 8 GT/s、16 GT/s、32 GT/s 速率下，若采用 Reduced-swing 信號(hào)必須實(shí)現(xiàn) P4, P1, P9, P5, P6, P3 Preset；若采用 Full-swing 信號(hào)，必須實(shí)現(xiàn) P0~P10 所有 Preset。
??以上 11 組 Preset 中，P1 用于測(cè)試 Reduce-swing 的 Tx Boost Limit。P10 的 C+1為不定值，通過逐漸加大 C+1，可測(cè)得 Full-swing 的 Tx Boost Limit（Tx De-emphasis Limit 與 Boost Limit 符號(hào)相反）。
??從表 1 也能看出，Preset 是依據(jù) FIR 四種電平 Va~Vd 的電壓比率進(jìn)行定義的，這些電壓與 Pre-cursor、Post-cursor 息息相關(guān)。Pre-cursor (Vc) 是指 Pre-shoot，Post-cursor (Vb) 是指去加重。Preset 中，Pre-shoot 與去加重相互獨(dú)立，所以僅有去加重的 2.5 GT/s 和 5.0 GT/s Tx EQ 同樣適用于該表，且表中的 Tolerance 同樣適用于 2.5 GT/s 及 5 GT/s 去加重。當(dāng) C+1和 C-1均不為零時(shí)，Va 無(wú)法達(dá)到最大擺幅 Vd。
??8 GT/s、16 GT/s、32 GT/s 速率時(shí)，Tx 需要將其 FIR 系數(shù)范圍及 Tolerance 告知對(duì)端 Rx。FIR 系數(shù)范圍及 Tolerance 滿足如下約束：
??當(dāng)以上約束均滿足時(shí)，F(xiàn)IR 系數(shù)空間可以映射到一個(gè)三角矩陣上。一個(gè)粒度為 1/24 的 FIR 系數(shù)三角矩陣如圖 8 所示。
??該矩陣中，去加重系數(shù)（C+1）映射到 X 軸，Pre-shoot 系數(shù)（C-1）映射到 Y 軸。矩陣中每個(gè)單元格由 3 個(gè)元素組成：Preset（左上）、De-emphasis（右上） 及 Boost（下中），每個(gè)單元格都代表了一種有效的 Pre-shoot 、去加重、Boost 系數(shù)組合。對(duì)角線元素（8/24-8/24）為最大 Boost 比率（9.5 dB），這條線右側(cè)的系數(shù)，Boost 超過了 9.5 dB，這些參數(shù)不能使用，為空白單元格。Full-swing 需實(shí)現(xiàn)所有藍(lán)色及橙色單元格，Reduced-swing 必須實(shí)現(xiàn)藍(lán)色單元格。
??雖然采用發(fā)送端均衡能夠在一定程度上改善信號(hào)質(zhì)量，但信號(hào)經(jīng)過長(zhǎng)距離傳輸后，信號(hào)仍有可能失真嚴(yán)重，接收端接收到的信號(hào)眼圖閉合難以識(shí)別。為此，可以在接收端對(duì)接收到的進(jìn)行進(jìn)行再次均衡。接收端均衡器有一階連續(xù)時(shí)間線性均衡器（Continuous-Time Linear Equalizaion, CTLE）和判決反饋均衡器（Decision Feedback Equalization，DFE）。
??無(wú)源傳輸線路像是一個(gè)低通濾波器，PCIe 高速串行信號(hào)經(jīng)信道從發(fā)送端傳輸?shù)浇邮斩撕?，其低頻分量衰減比高頻分量小，從而造成信號(hào)失真。為了恢復(fù)信號(hào)，在接收端采用高通濾波器來(lái)抑制低頻分量，來(lái)補(bǔ)償失真的波形。CTLE 均衡器是一個(gè)簡(jiǎn)單的 RC 網(wǎng)絡(luò)電路，相當(dāng)于無(wú)源高通濾波器，其結(jié)構(gòu)圖如圖 9 所示。采用 CTLE 均衡效果如圖 10 所示，可見 CTLE 均衡后低頻分量被抑制，抑制后的高頻分量與低頻分量幅值區(qū)別縮小。
??CTLE 是利用連續(xù)的信號(hào)曲線，減緩低頻部分，用來(lái)補(bǔ)償高頻部分。因?yàn)楦哳l部分損耗較大，所謂削峰填谷。它有個(gè)缺點(diǎn)是會(huì)放大高頻噪聲。
??離散時(shí)間線性均衡器（Discrete Time Linear Equalizer, DLE）也能實(shí)現(xiàn)與 CTLE 相同的功能，其原理圖如圖 11 所示?？紤]到 DLE 入口處有個(gè)采樣保持電路（S&H），該電路顯然比 CTLE 要復(fù)雜，功耗也比 CTLE 高，一般不用 DLE。
??DFE 位于線性均衡器之后，將判決后的信號(hào)進(jìn)行反饋，與接收信號(hào)按照一定權(quán)重累加后輸出，適用于眼圖張開的情況。DFE 抽頭數(shù)越多，對(duì)噪聲抑制能力越強(qiáng)。單抽頭和雙抽頭 DFE 均衡器結(jié)構(gòu)分別如圖 12, 13 所示。
??DFE 也是一種反饋均衡器，是用上次信道的輸出經(jīng)過判斷后加權(quán)反饋到輸入上。它不會(huì)放大高頻噪聲，但是只能處理碼后干擾，不能消除碼前干擾，且設(shè)計(jì)復(fù)雜和耗電。
??DFE 可以采用固定系數(shù)，在不影響 PCIe 正常功能的前提下，也可以在 Recovery.Equalization 階段，通過 DSP 給 USP 發(fā)送攜帶有 Receiver Preset Hints 的 EQ TS1，對(duì) DFE 系數(shù)進(jìn)行調(diào)節(jié)。目前，Receiver Preset Hints 僅用于 8 GT/s，TS 中 Rx Preset Hints 編碼如表 2 所示。
| Encoding | 000b | 001b | 010b | 011b | 100b | 101b | 110b | 111b |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| Rx Preset Value | -6 dB | -7 dB | -8 dB | -9 dB | -10 dB | -11 dB | -12 dB | Reserved |
??2.5 GT/s 時(shí)，信號(hào)速率相對(duì)較低，在 發(fā)送端采用信號(hào)去加重即可實(shí)現(xiàn)較好質(zhì)量的信號(hào)傳輸。2.5 GT/s 時(shí)的信號(hào)功率去加重程度為 -3.5 dB，信號(hào)大約在原幅值上削減了 1/3。
??若信號(hào)失真很小，仍然采用去加重進(jìn)行均衡，會(huì)使得本來(lái)質(zhì)量很好的信號(hào)發(fā)生失真，適得其反。此時(shí)，可以降低去加重程度，或則干脆去掉去加重。
??發(fā)送速率增加到 5 GT/s 后，ISI 比 2.5 GT/s 更加嚴(yán)重。此時(shí)，仍然可以采用 2.5 GT/s 時(shí) -3.5 dB 去加重技術(shù)進(jìn)行均衡，但是建議增加去加重程度為 -6 dB。采用 -6 dB 去加重，去加重后的信號(hào)電平降為原電平的 50% 左右。
??通常來(lái)講，發(fā)送端工作在 Full-Swing 模式下，這樣信號(hào)擺幅較大，可以補(bǔ)償信號(hào)在長(zhǎng)距離傳輸中的衰減。對(duì)于傳輸距離較短或其他信號(hào)衰減較小的情況，也可以采用 Reduced-Swing 模式，以降低功耗。
??跟 2.5 GT/s 時(shí)一樣，當(dāng)傳輸鏈路條件很好時(shí)，5 GT/s 時(shí)也可以選擇關(guān)閉去加重。
??如前文所述，2.5 GT/s 及 5 GT/s 速率下采用去加重均衡來(lái)保證鏈路質(zhì)量。在選擇去加重方案的時(shí)候，收發(fā)端之間沒有一個(gè)互相溝通的過程，多是基于假設(shè)進(jìn)行參數(shù)設(shè)置，或者基于前期測(cè)試結(jié)果再人工調(diào)整去加重參數(shù)。
??數(shù)據(jù)速率上升到 8 GT/s 及以上后，信號(hào)傳輸面臨的信號(hào)完整性問題更加突出，采用傳統(tǒng)的去加重?zé)o法滿足高質(zhì)量的信號(hào)傳輸。8 GT/s 時(shí)，發(fā)送端的均衡采用基于 FIR 有限脈沖響應(yīng)濾波器，接收端均衡采用了 CTLE 和 DFE 兩種均衡。發(fā)送端及接收端動(dòng)態(tài)協(xié)商均衡器參數(shù)，以獲取質(zhì)量相對(duì)最優(yōu)的信號(hào)。
??8 GT/s、16 GT/s、32 GT/s時(shí)的 Tx 必須實(shí)現(xiàn)基于 FIR 系數(shù)的 EQ 模式，以實(shí)現(xiàn)對(duì) Tx EQ 的精細(xì)控制。此外，Tx 必須支持指定數(shù)目的 Preset，以滿足 Tx EQ 的粗粒度控制。8 GT/s、16 GT/s 及 32 GT/s 時(shí)，所以 Tx 必須支持 EQ，但其 Rx 可以選擇性地響應(yīng) Tx EQ 請(qǐng)求。
??測(cè)量 Tx 均衡時(shí)，需要測(cè)量的參數(shù)有 EQ 系數(shù)、EQ Preset 及 最小最大電壓擺幅等電壓參數(shù)。
??2.5 GT/s 及 5 GT/s 時(shí)的 Tx EQ 僅包含去加重，去加重程度可通過測(cè)量 500 個(gè) Compliance Pattern 0.5UI 處的平均值獲得。
??VTX-DIFF-PP是發(fā)送端差分電壓峰峰值，在 Reduced-swing 模式下為 VTX-DIFF-LOW，兩者測(cè)量方法相同。2.5 GT/s 及 5 GT/s 時(shí)的 VTX-DIFF-PP (VTX-DIFF-PP-LOW @ Reduced-swing) 通過測(cè)量 500 個(gè) Compliance Pattern 0.5UI 處的平均眼高獲得。
??8 GT/s、16 GT/s、32 GT/s 速率時(shí)，PCIe 高頻信號(hào)的自身特性使得難以測(cè)量單 UI 脈沖高度。此時(shí)，Tx 電壓擺幅及 EQ Preset 可通過 Compliance Pattern 中的低頻 Pattern 測(cè)得。低頻 Pattern 由重復(fù)的 64 個(gè)連 0 及 64 個(gè)連 1 組成，這種 Pattern 下 ISI 大大減小，且信號(hào)接近穩(wěn)定狀態(tài)，因此能夠較為精確地測(cè)得各種情況下的電壓幅度。
??下圖是采用 64-zeros/64-ones 序列的 Compliance Pattern 測(cè)量 Preset 的示意圖。鑒于 Preset 依賴于去加重和/或Pre-shoot，觀測(cè)波形是不同的。下面兩幅圖分別展示了依賴于去加重的 Preset 測(cè)量波形（圖 16）及依賴于 Pre-shoot 的 Preset 的測(cè)量波形（圖 17），兩者的區(qū)別在于 EQ 發(fā)生的位置：去加重發(fā)生在跳轉(zhuǎn)之前，Pre-shoot 發(fā)生在跳轉(zhuǎn)之后。對(duì)于兼具去加重和 Pre-shoot 的均衡，在跳轉(zhuǎn)之前及之后均會(huì)發(fā)生 Boost。以上所有情況下，我們感興趣的電壓都發(fā)生與波形較為平坦的位置 vb，在 vb 處可以消除高頻干擾、較為準(zhǔn)確地測(cè)量電壓。測(cè)量位置一般選在 64 個(gè)連 0 或連 1 的第 57~62 個(gè) UI 處，測(cè)量連續(xù) 500 個(gè)序列取均值作為最終結(jié)果。
??8 GT/s、16 GT/s、32 GT/s 速率時(shí)，由于波形中 Va、Vc 的測(cè)量區(qū)間只有 1 UI 寬，加之受到封裝及突發(fā)信道的衰減，很難難以直接測(cè)量 Va 及 Vc。P4 Preset 是一種特殊情況，其 Pre-shoot 及去加重均為 0 dB，可以通過將 DUT 設(shè)置為不同的 Preset，通過測(cè)量不同 Preset 下的 Vb 來(lái)間接測(cè)量 Va 及 Vc。
??表 3 列出了測(cè)量每個(gè) Va 和 Vc 值所需的 Preset 值，其 Pre-shoot 或去加重的值可以從指定 Preset 的 Vb 值的比率中得出。比如，要測(cè)量 P1 的 De-emphasis，可以測(cè)量 Preset 為 P1 及 P4 時(shí)的 Vb，則 P1 的 De-emphasis 可表示為 20 log10(Vb(P1)/Vb(P4))，其他以此類推。
| Preset Number | De-emphasis (dB)20 log10(Vb(i)/Vb(j)) | Pre-shoot (dB)20 log10(Vb(i)/Vb(j)) |
|---|---|---|
| P4 | N/A* | N/A |
| P1 | P1/P4 | N/A |
| P0 | P0/P4 | N/A |
| P9 | N/A | P4/P9 |
| P8 | P8/P6 | P3/P8 |
| P7 | P7/P5 | P2/P7 |
| P5 | N/A | P4/P5 |
| P6 | N/A | P4/P6 |
| P3 | P3/P4 | N/A |
| P2 | P2/P4 | N/A |
| P10 | P10/P4 | N/A |
注：N/A 表示該 Preset 下該項(xiàng)無(wú)需測(cè)量，為 0。
??沒有 EQ 時(shí)的 Tx 輸出電壓擺動(dòng) Vd 范圍定義為 VTX-DIFF-PP，Reduced-swing 時(shí)稱為 VTX-DIFF-PP-LOW，可以通過將 C-1及 C+1設(shè)置為 0 來(lái)測(cè)量 Compliance Pattern 的峰峰電壓來(lái)得知。為最大程度減少低頻信號(hào)在 Package 上的衰減，建議在芯片 Die 的 Pad 上直接測(cè)量信號(hào)。
??如下圖所示，在 Compliance Pattern 半周期的最后幾個(gè) UI （57~62 UI）測(cè)量電壓信號(hào)，可以最大限度地減少 ISI 和開關(guān)效應(yīng)。取連續(xù) 500 個(gè) Patten 上的測(cè)量結(jié)果平均值最為最終結(jié)果，以抑制高頻噪聲。
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