節(jié)選自 http://www.dianyuan.com/bbs/987183.html 【草根大俠】貼 關于MOS管導通內(nèi)阻和米勒電容（Qgd）差異對效率的影響
http://www.epc.com.cn/subject/200910/13172.html 理解功率MOSFET的開關損耗(圖)
最近做了一款正激有源鉗位電源，DC48輸入，DC28V輸出，功率200W，頻率100K。下邊分別說說MOS管的差異
1.主MOS管用的IRF640，鉗位管也用的IRF640 ,輸出整流管用的MBR20200；實測效率滿載87.5%。IRF640的主要參數(shù)
2.正好參加了元器件網(wǎng)的特約評論員活動，給了幾片英飛凌的IPA075N15N3 G,在此先謝謝元器件網(wǎng)及源源。拿到手了就想換上去看看有啥區(qū)別，就把主MOS管換了個075N15，結(jié)果還真不一樣，滿載效率直接上升3個百分點，到了90.5%。再把IPA075N15N3 G的主要參數(shù)放上來
先從原理上分析下
1.第一種情況，IRF640的總輸入功率Pin640=200/0.875=228.5W，輸入電流Iin640=228.5/48=4.76A，導通損耗Pd640=4.764.760.18（IRF640的導通內(nèi)阻）*ton
2.第二種情況，075N15的總輸入功率PinN15=200/0.905=221W，輸入電流IinN15=221/48=4.6A，導通損耗PdN15=4.64.60.0075*ton
3.兩個導通損耗相差Pd=Pd640 -PdN15 兩個的總功率相差P=228.5-221=7.5W
兩個的開關損耗相差Pk=P-Pd
以上所算的都是大概值，因開關損耗的算法比較繁瑣，這就不算了，好多電源資料上都有。米勒電容主要影響開關速度，他里邊所存的電量會和變壓器漏感，還有MOS的一些寄生參數(shù)，PCB的一些寄生參數(shù)等產(chǎn)生諧振，影響效率。所以應選擇米勒電容比較小的MOS，從測試的波形可以形象的表達出來！
實際用的時候，我用的是國產(chǎn)640，他的資料里邊關于640的特性特別少，所以就用了IR的資料。變壓器是我自己繞的，繞的不好，用的骨架太大，公司沒小的了，骨架一半都沒用完，所以漏感大了。
物有所長，必有所短。075N15效率高但價格很高，效率高，可靠性好，散熱好做；而640的效率低點，但價格很低（尤其國產(chǎn)640更低）。在選取時大家可根據(jù)自己的情況選取，盡量的滿足客戶要求。
因MOS導通時是從輸入電容充電,Ciss為Cgs與Cgd之和,Cgs與Cgd一樣有米勒效應關系,所以就一并考慮.MOS完全導通時,Vgs必增加,Cgd也會增加,Ciss也會增加
今天先從導通內(nèi)阻說起吧大家都知道，一般情況下電壓越高，導通內(nèi)阻越大。這個就和MOS的制作工藝有關系了，為了保證足夠大的漏源擊穿電壓Vds，需要有高電阻率外延層，這會使MOS的導通電阻增大。
根據(jù)選擇的拓撲選擇合適的MOS管及吸收電路，再保證高端Vds不超的情況下，盡量選擇耐壓低的管子，耐壓高的管子一般會很貴，品種單一沒有耐壓低的可選性多，而且效率不好提升。
耐壓相同的管子一般情況下，導通內(nèi)阻越小價格越高，根據(jù)自己的實際使用，在性價比中盡量折中。盡量把魚和熊掌全得到！
柵源電壓Vgs的選擇對導通電阻也有影響，電壓越高導通越好，導通程度越好，內(nèi)阻越小，但隨著柵源電壓Vgs的升高，開關速度會降低，這個以后說；還有可能導致柵源電壓Vgs擊穿，器件失效。柵源電壓越低，導通越差，內(nèi)阻越大，效率越低。所以建議大家選取柵源電壓Vgs為10V-18V之間。
做好散熱，導通內(nèi)阻隨著溫度的升高而增大，所以要把熱設計搞好，溫升盡量的低，效率盡量的高。
這個在管子的datasheet里邊都有體現(xiàn)，下邊咱看下075N15的
這個雖然沒有直接標出導通內(nèi)阻，但從電流上可以體現(xiàn)出來，溫度升高電流減小，輸入電壓不變說明內(nèi)阻增大。
以上所說，希望對大家在以后選取MOS時有些幫助
再說下MOS管的寄生電容對效率的影響把，這個涉及的比較多了。咱一切從簡單的說，以照顧新人為主，好多大俠比我還懂！
大家知道MOS的極間電容直接影響其開關特性，其等效電路如圖
輸入電容Ciss=Cgs+Cdg （D,S短接），輸出電容Coss=Cds+Cgd（G,S短接）
反饋電容Crss=Cgd（也叫米勒電容）
以上是MOS管的電容特性，有定義Q=C*V可得，在電壓一定時，電容量越小，Qg越小。
而Qg為柵極的總電荷量，Qgs為柵源極間的電荷量，Qgd為柵漏極間的電荷量。再根據(jù)公式t=Q/I得，當電流一定時，Q越小，時間越短，即開關速度越快，開關損耗越小。
所以再選取MOS時盡量選取Qg小的，以減小開關損耗。
而Qgs主要影響開啟時間，Qgd主要影響關斷時間。
1.在兩個MOS管的耐壓及電流一定時，選取Qg小的MOS；
2.如我上邊的波形及兩個資料來看，在Qg一樣時要選取Qgd小的MOS。
3.根據(jù)自己的實際功率選擇合適的MOS，一般情況下內(nèi)阻越小，Qg越大；Vds越小，Qg越 大。
4.根據(jù)實際頻率選擇合適MOS，頻率越高開關損耗越大，這個時候可能你的開關損耗遠大 于你的導通損耗，這時要適當?shù)倪x擇內(nèi)阻大點的MOS，以提升開關損耗；
5.盡量選擇貼片的MOS，這樣MOS的引腳短，引腳上的寄生電感等參數(shù)會小的多，減小損耗！
同頻率下開關速度越快，開關損耗越小。而你同頻率的開關速度取決于哪，你的寄生電容的沖放電速度。那個公式是對的，是頻率越高開關損耗越大。但你的頻率高了，更應該選寄生電容小的MOS，這樣才能有效減小開關損耗，提升效率！
個人覺得，MOS管的寄生電容小，EMI也會減小。你的寄生電容小，開關速度快，MOS管的反峰小，就拿我上邊兩個波形圖可以體現(xiàn)出來，明顯640的EMI要大！
你要這樣想呢，你開的快，你關的也快呢；或者你開的慢，關的快呢。開啟速度可以在你的PWM到你的柵極加個電阻限制下電流，但關斷速度就全靠你管子的寄生電容參數(shù)了。這個一般我會看Qgd，就像我上邊波形顯示的一樣，那個Qgd大的640關斷波形和速度就是沒075N15的快，所以這就和你選擇管子有關系了。你說的“我覺得還是應該看你的開關管漏端電壓的下降/上升和開關管電流的上升/下降時間的交疊時間吧，你開得快，交疊時間多；和你開得慢，交疊時間少”是對的，但你可以通過選擇MOS管的寄生電容盡量的去減小你的交疊時間，去提高效率。軟開關不也是刻意去改變管子的導通關斷，去實現(xiàn)零電壓或零電流，這也是軟開關技術效率高的原因之一吧！
本文詳細分析計算開關損耗，并論述實際狀態(tài)下功率MOSFET的開通過程和自然零電壓關斷的過程，從而使電子工程師知道哪個參數(shù)起主導作用并更加深入理解MOSFET。
MOSFET開關損耗
1 開通過程中MOSFET開關損耗
功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示。值得注意的是：下面的開通過程對應著BUCK變換器上管的開通狀態(tài)，對于下管是0電壓開通，因此開關損耗很小，可以忽略不計。
圖1 MOSFET開關過程中柵極電荷特性
開通過程中，從t0時刻起，柵源極間電容開始充電，柵電壓開始上升，柵極電壓為
VGS電壓從0增加到開啟閾值電壓VTH前，漏極沒有電流流過，時間t1為
MOSFET開通損耗主要發(fā)生在t2和t3時間段。下面以一個具體的實例計算。輸入電壓12V，輸出電壓3.3V/6A，開關頻率350kHz，PWM柵極驅(qū)動器電壓為5V，導通電阻1.5Ω，關斷的下拉電阻為0.5Ω，所用的MOSFET為AO4468，具體參數(shù)為Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；當VGS=4.5V，Qg=9nC；當VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；當VGS=5V且ID=11.6A，跨導gFS=19S；當VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；當VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mΩ。
開通時米勒平臺電壓VGP：
減小驅(qū)動電阻可以同時降低t3和t2，從而降低開關損耗，但是過高的開關速度會引起EMI的問題。提高柵驅(qū)動電壓也可以降低t3時間。降低米勒電壓，也就是降低閾值開啟電壓，提高跨導，也可以降低t3時間從而降低開關損耗。但過低的閾值開啟會使MOSFET容易受到干擾誤導通，增大跨導將增加工藝復雜程度和成本。
2 關斷過程中MOSFET開關損耗
關斷的過程如圖1所示，分析和上面的過程相同，需注意的就是此時要用PWM驅(qū)動器內(nèi)部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯(lián)計算，同時電流要用最大電流即峰值電流6.727A來計算關斷的米勒平臺電壓及相關的時間值：VGP=2+6.727/19=2.354V。
Coss產(chǎn)生開關損耗與對開關過程的影響
1 Coss產(chǎn)生的開關損耗
通常，在MOSFET關斷的過程中，Coss充電，能量將儲存在其中。Coss同時也影響MOSFET關斷過程中的電壓的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，這樣引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易產(chǎn)生EMI的問題。
但是，在硬開關的過程中，Coss又不能太大，因為Coss儲存的能量將在MOSFET開通的過程中，放電釋放能量，將產(chǎn)生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率，同時在開通過程中，產(chǎn)生大的電流尖峰。
開通過程中大的電流尖峰產(chǎn)生大的電流應力，瞬態(tài)過程中有可能損壞MOSFET，同時還會產(chǎn)生電流干擾，帶來EMI的問題；另外，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時間，防止電流誤檢測，從而降低了系統(tǒng)能夠工作的最小占空比值。
Coss產(chǎn)生的損耗為：
2 Coss對開關過程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下，用工程簡化方式來分析的。由于Coss存在，實際的開關過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異，如圖3所示。下面以關斷過程為例說明。基于理想狀態(tài)下，以工程簡化方式，認為VDS在t7時間段內(nèi)線性地從最小值上升到輸入電壓，電流在t8時間段內(nèi)線性地從最大值下降到0。
實際過程中，由于Coss影響，大部分電流從MOSFET中流過，流過Coss的非常小，甚至可以忽略不計，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在，在關斷的過程中，由于電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓，可以認為是ZVS，即0電壓關斷，功率損耗很小。
同樣的，在開通的過程中，由于Coss的存在，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大。
在理想狀態(tài)的工程簡化方式下，開通損耗和關斷損耗基本相同，見圖1中的陰影部分。而實際的狀態(tài)下，關斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影部分。
從上面的分析可以看出：在實際的狀態(tài)下，Coss將絕大部分的關斷損耗轉(zhuǎn)移到開通損耗中，但是總的開關功率損耗基本相同。圖4波形可以看到，關斷時，VDS的電壓在米勒平臺起始時，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺快結(jié)束時開始快速上升。
Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容，關斷時MOSFET越接近理想的ZVS，關斷功率損耗越小，那么更多能量通過Coss轉(zhuǎn)移到開通損耗中。為了使MOSFET整個開關周期都工作于ZVS，必須利用外部的條件和電路特性，實現(xiàn)其在開通過程的ZVS。如同步BUCK電路下側(cè)續(xù)流管，由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導通，然后續(xù)流的同步MOSFET才導通，因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS，而其關斷是自然的0電壓關斷ZVS，因此同步MOSFET在整個開關周期是0電壓的開關ZVS，開關損耗非常小，幾乎可以忽略不計，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產(chǎn)生的導通損耗，選取時只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值。
注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形，對于非連續(xù)模式，由于開通前的電流為0，所以，除了Coss放電產(chǎn)生的功耗外，沒有開關的損耗，即非連續(xù)模式下開通損耗為0。但在實際的檢測中，非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺，這主要是由于Coss的放電電流產(chǎn)生的。Coss放電快，持續(xù)的時間短，這樣電流迅速降低，由于VGS和ID的受轉(zhuǎn)移特性的約束，所以當電流突然降低時，VGS也會降低，VGS波形前沿的米勒平臺處產(chǎn)生一個下降的凹坑，并伴隨著振蕩。
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